另一种耦合信号的重要方式是直接耦合。采用直接耦合，级间没有耦合电容和变压器。根据输人和输出信号的耦合方式，某些放大器可以放大低至直流的任何频率的信亏。本节将介绍直接耦合放大器，然后加入负反馈来稳定偏置和增益。直接耦合也将应用在功率放大器中，这在5.5节中讨论。
学完本节后，你应该掌握以下内容:
- 确定直接耦合放大器基本的直流和交流参数，并描述负反馈如何稳定放大器的增益
- 描述直接耦合级如何得到偏置
- 计算直接耦合放大器的直流和交流参数
- 解释负反馈如何稳定偏置和增益
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图5-17~~~无反馈的直接耦合放大器
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图5-17是一个直接耦合放大器。信号从 $Q_1$ 的集电极直接耦合到 $Q_2$ 的基极。由于是直接耦合， $Q_2$ 的基极电流是由 $Q_1$ 提供，因此对于 $Q_2$ 不需要任何偏置电阻，以及级间不需要耦合电容。虽然级间是直接耦合，但在这个放大电路中，为了避免外部信号源和负载干扰直流电压，有必要在输入、输出端对交流信号进行耦合(通过电容)。
$Q_2$ 的偏置通过 $Q_1$ 的集电极电阻 $R_{C1}$ 来提供。由于 $Q_1$ 是分压式偏置，所以与 $\beta$ 无关，但 $Q_2$ 采用的是基极偏置，这种偏置方法在线性放大器中使用不太理想，因为会随 $\beta$ 参数变化。另外，温度变化会引起电路的漂移。虽然这款放大器所用的元件少于电容耦合放大器，但存在的缺点比优点多。不过，只要对它做些简单的改动——加人负反馈就能解决随 $\beta$ 变化和漂移的问题。
5.4.1负反馈增强偏置稳定性
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图5-18~~~一个带负反馈的直接耦合放大器，能够稳定偏置
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图5-18所示的电路是将图5-17中的放大器减少元件数量后修改得到的放大器，它能够大大改善偏置稳定性。为了避免对偏置电压造成干扰，输入和输出信号采用电容耦合。因为电路中有两个晶体管，所以红色显示的反馈网络利用了相对于单个晶体管产生的额外增益，使电路相对于 $\beta$ 的变化和温度的变化非常稳定。这和3.2节集电极负反馈偏置中的负反馈是类似的。
下面来看图5-17中的反馈如何工作。从 $Q_2$ 开始，注意， $Q_2$ 的基极通过 $R_{C1}$ 正向偏置，从而产生 $Q_2$ 的集电极电流 $I_{C(Q2)}$。该电流会使 $Q_2$ 的发射极电压升高，从而使 $Q_1$ 导通。随着 $Q_1$ 导通程度越来越深， $Q_1$ 集电极电压下降，使 $Q_2$ 的偏置减少。 $Q_2$ 偏置减少的结果是将该偏置稳定在由专门设计的值确定的稳定点。
通过对由$V_{CC}、R_{C1}、V_{BE(Q2)}、R_F、V_{BE(Q1))}$和 $R_{E1}$ 组成的回路应用基尔霍夫电压定理(KVL)求得 $Q_1$ 的集电极电流，约为: $$ I_{C(Q1)}=\frac{V_{CC}-2V_{BE}}{R_{C1}+\frac{R_F}{\beta}+R_{E1}} $$ 设计电路使得 $R_{C1}$ 远大于 $R_F/\beta$ 或 $R_{E1}$。这样，$I_{C(Q1)}$ 几乎完全与 $\beta$ 无关，在 $Q_1$ 集电极上产生一个稳定的电压，以及在 $Q_2$ 产生一个稳定的基极电压。因此，与基极偏置相关的 $\beta$ 依赖性不再是一个问题。
$Q_1$ 集电极电流产生的 $Q_1$ 集电极电压为: $$ V_{C(Q1)}=V_{CC}-I_{C(Q1)}R_{C1} $$ 这也是 $Q_2$ 的基极电压。 $Q_2$ 发射极电压是 $V_{C(Q1)}-0.7V$。根据欧姆定理可以求出发射极电流为: $$ I_{E(Q2)}=\frac{V_{C(Q1)}-0.7V}{R_{E2}} $$ 在计算 $I_{E(Q2)}$ 时，并没有包含反馈电阻 $R_F$，因为它远大于 $R_{E2}$。$I_C$ 和 $I_E$ 近似相同，因此可以求出 $Q_2$ 的集电极电流。$V_{CC}$ 减去 $R_{C2}$ 两端的电压就可以得到 $V_{C(Q2)}$。下面的例题说明了这种电路的一组典型参数设置。
5.4.2负反馈增强增益稳定性
例5-5中给出的放大器具有高增益，但其增益在一定程度上与 $\beta$ 相关。负反馈提高了偏置稳定性，使其与 $\beta$ 无关。那么，将负反馈用于交流信号是否也能提高增益稳定性，并且与 $\beta$ 无关?将会看到，负反馈会产生自校正行为来稳定电压增益。修改后的电路如图5-20所示，并说明如何达到稳定电压增益的目的。
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图5-20~~~例5-5中电路改进后的电路图，可以稳定增益
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首先，旁路电容 $C_2$ 和 $R_{E2}$ 并联，目的是进一步提高电压增益。加入反馈后，会使增益更加稳定。无反馈时的增益叫做开环电压增益，在第6章介绍运算放大器时会进一步说明这一点。对于图5-20中的放大器，发射极电容的加入会使得开环电压增益增大两倍。新加人的由 $C_3$ 和 $R_{F2}$ 组成的通路将一部分输出交流信号返回到$Q_1$。返回部分的大小由分压器决定($R_{F2}$和$R_{E1}$组成)。对于图5-20中的放大器，反馈电压 $V_f$ 等于输出电压乘以反馈系数，
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V_f=(\frac{R_{E1}}{R_{E1}+R_{F2}})V_{out}
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这个反馈电压试图减少原来的输入信号。由开环电压增益放大的信号是输人和负反馈的差值。因此，放大器的净电压增益受反馈量控制。这个带反馈的净增益称为闭环电压增益。如前所述，闭环电压增益由返回的输出信号的大小确定。
开环电压增益非常大意味着 $Q_1$ 输入端的反馈和输入信号的差值非常小。对于图5-20所示的放大器，$Q_1$ 基极和发射极上的交流信号几乎有相同的幅度。
下面介绍负反馈稳定增益的工作原理。假设由于温度升高(引起 $r’_e$ 减少)使电压增益增大。开环增益增大使输出电压增大，反过来也增大了负反馈电压，这又减小了 $Q_1$ 上的差值电压。因此，增益的初始变化几乎完全被负反馈的自校正作用抵消。
现在假设技术员用一个较低 $\beta$ 值的晶体管替换原电路中晶体管。这会引起放大器开环增益减少。现在，将有一个更小的反馈电压，它导致差值电压增大。由于差值电压增大，降低 $\beta$ 产生初始影响对输出电压产生的影响变小，从而达到稳定增益的目的。
放大器的净增益近似等于反馈系数的倒数。对于图5-20的放大器，净增益为: $$ A_v=(\frac{R_{E1}+R_{F2}}{R_{E1}})=(\frac{100\Omega+4.7k\Omega}{100\Omega})=48 $$ 可以看出，改变 $R_{F2}$ 的值就能非常容易地改变增益。事实上，在 $R_{F2}$ 的位置上放置可变电阻就可以容易达到控制增益的目的。
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图5-21~~~系统例子~4-2~中的直流耦合前置放大器
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另外一个直流耦合放大器的例子是第4章系统例子4-2中引入的电路。作为参考，再次给出，如图5-21所示。该电路的一个重要优点是能够放大所有的低频甚至直流信号。当输入电压为 0 时，调节电位计 $R_5$ 可以使输出电压也为 0。对于这个设计，在最后一级使用一个 pnp 晶体管可以使输出电压为 0。
图5-21中的放大器使用未被旁路的发射极电阻($R_4$ 和 $R_8$)来实现增益稳定。这是负反馈产生增益稳定性(以降低增益为代价)的一种形式，正如你在第 3 章和第 4 章所看到的。FET 输入级增加了高输入电阻的优点。